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Comme je voulais obtenir une régulation par le (+) et non côté masse, pour un tas de raisons, comme par exemple pour éviter des bouclages par la prise de terre du réseau entre l'alim et les sondes de l'oscillo, je devais intercaler le MOSFET coté positif. Et de plus je voulais utiliser un MOSFET canal N. (les MOSFETS canal P, facile à utiliser dans une telle configuration, ont à prix égal une résistance à l'état passant R(d-s)on beaucoup plus grande) Oui mais un tel montage conduit à ne pas pouvoir saturer correctement le transistor si on utilise une liaison directe entre les CI logiques et sa gate. On peut concevoir un multiplicateur de tension, qui permet d'alimenter la gate par un potentiel supérieur à celui délivré par le transfo d'alim. ( J'ai d'ailleurs utilisé ce principe pour le variateur brushless). Ici j'ai préféré employer un petit transfo de ligne de rapport 1/1 qui permet d'assurer une saturation correcte de l'IRFZ44 par une tension flottante par rapport à la masse, mais référencée par rapport à la source du MOSFET. Entre autres avantages, celui d'assurer le blocage du MOSFET en cas de disparition des signaux de commande issus des étages de commande (suite à une défaillance éventuelle dans ces étages...) Pour le reste, rien que du classique. J'ai n'ai utilisé volontairement que des composants classiques, aux fonctions bien définies, ce qui rend le montage didactique. J'ai en particulier fait l'impasse sur les circuits intégrés spécialisés qui assurent toutes ces fonctions d'une manière très efficace mais pas toujours très claire pour le profane. On trouvera donc pour l'essentiel :

• un générateur de dent de scie de type NE555
• un comparateur rapide (LM339) qui compare la valeur de la tension instantanée de cette dent de scie à une tension fixe Uo. Cette tension Uo est la différence entre la tension de consigne ( fraction variable [par l'utilisateur] d'une valeur de référence obtenue par une diode zener ) ET la tension régulée obtenue en sortie du montage. Il s'agit donc d'une boucle d'asservissement. En sortie du comparateur LM339 on obtient un signal rectangulaire dont la fréquence est fixe (celle du NE55), et le rapport cyclique est fonction de Uo. Comme la tension de sortie de l'alimentation est proportionnelle à ce rapport cyclique, elle se trouve asservie à la valeur de la consigne.
• des amplificateurs opérationnels on ne peut plus classiques (LM324) assurent ces fonctions. Pourquoi utiliser ce vieux LM324 plutôt qu'un TL082 à entrée FET ? Tout simplement parce que le LM324 est aussi utilisé ici pour mesurer le courant de sortie afin de le limiter (Alimentation à caractéristique tension/courant rectangulaire), et pour ce faire, il fallait mesurer une tension très proche du (-alim) de l'ampli OP, ce que le LM324 sait faire.

Commençons par étudier les limites des alimentations stabilisées simples par transistor ballast: Dans ce type d'alimentation, la différence de tension entre l'entrée et la sortie est obtenue par un élément en série entre l'entrée et la sortie, un transistor de puissance ou un MOSFET, agissant sur le plan électrique comme une résistance faisant chuter la tension de Vin à Vout.
Cet élément est parcouru par le courant débité dans la charge par l'alimentation , soit Iout qui peut être très important (plusieurs ampères).

La puissance dissipée par le transistor de régulation est alors égale à (Vin - Vout) x Ic.

On remarque que cette puissance est maximale lorsque Ic est égal au courant maximal que peut délivrer l'alimentation ET lorsque la tension délivrée est égale à la tension MINIMALE que peut donner l'alim, en effet, (Vin - Vout) est alors égale à sa valeur maximale.

Cette puissance est facile à calculer. Dans le cas des caractéristiques de l'alimentation décrite ici, si elle avait été conçue suivant ce principe du transistor ballast utilisé en régime linéaire, la puissance maximale dissipée par ce dernier aurait été:

Pdissipée = (30-1,5) x 5 = 142,5 W ce qui représente une puissance très importante. Il aurait fallu utiliser un très gros radiateur sur le transistor plus un ventilateur. .

L'alimentation à découpage décrite ici ne dissipe qu'environ 1W !

EN VOICI LE PRINCIPE:

 

Pour éviter d'avoir à multiplier des volts par des ampères, ce qui donne des watt, et partant, plein de joules, il suffit de ne jamais avoir simultanément des volts et des ampères aux bornes du transistor de régulation. Comme cela est-il possible ? Tout simplement en faisant travailler le transistor en régime de commutation : soit il conduit totalement, et alors il se comporte comme un interrupteur fermé qui laisse passer le courant mais qui ne présente aucune tension entre ses bornes, soit il ne conduit pas du tout, il bloque totalement le courant, se comportant comme un interrupteur ouvert, ayant toute la tension à ses bornes mais n'étant parcouru par aucun courant.  Dans les deux cas la puissance dissipée est nulle, puisque dans la formule (Vin - Vout) x Ic il y a toujours un facteur égal à zéro. (Dans la réalité, en mode passant, le transistor présente une faible résistance série, ici 22 milliohm, ce qui fait que la puissance dissipée est très faible mais pas nulle(*voir remarques plus bas)

OUI MAIS... Lorsque le transistor ne conduit pas, on n'aura aucune tension en sortie de l'alimentation ! ET bien il suffit d'utiliser un gros condensateur en parallèle sur la sortie afin de maintenir cette tension de sortie à une valeur correcte pendant le faible intervalle de temps durant lequel le transistor ne conduit pas. 

OUI MAIS...  Lorsque le transistor conduit, toute la tension d'entrée va se retrouver sur la sortie ! Alors là, il faut remarquer que ce n'est pas ce qui se produirait: on ne peut pas augmenter instantanément la tension aux bornes d'un condensateur. Sa tension évolue en fonction du temps et d'autant plus vite que le courant de charge est important 

dq = C.du   (la lettre 'd' est l'opérateur différentiel; 'q' est la quantité d'électricité en Coulomb; 'C' est la valeur du condensateur) dq = i.dt donc i dt = C.du on obtient  i = C.du/dt  soit du/dt = i/C

Il faut aussi remarquer que le courant de charge max (valeur crête) risque d'être extrêmement important, i=U/r, avec U = 20V et r = la résistance résiduelle du MOSFET à l'état passant, soit 22 milliohm, donc i= 900A ! Le transistor serait détruit !

ALORS COMMENT FAIRE ? Utiliser une résistance en série ? sûrement pas ! C'est le meilleur moyen de dissiper un tas de watt. 

Une SELF en série, c'est en effet la bonne solution. Nous savons en effet que le courant dans une inductance à laquelle on applique un échelon de tension ne s'établit que progressivement.

u= L di/dt donc si u = Cte = U on obtient (di/dt) = U/L = Cte c'est à dire i = at

On voit que le courant augmente avec le temps, en partant d'une valeur nulle (condition de départ) . En fait lorsque t tend vers l'infini, le courant tend vers la valeur i=U/r vue plus haut. Mais entre temps la tension aux bornes du condensateur aura augmentée et la tension résiduelle aux bornes de la self aura diminué d'autant, ce qui fait que le courant n'atteindra jamais des valeurs importantes.

En pratique on fait commuter le transistor à une fréquence importante de façon à ce que les variations de tension aux bornes du condensateur de sortie soient très faibles. Et on ajuste le rapport cyclique du diagramme de commutation de façon à obtenir à tout instant la valeur désirée pour la tension de sortie quel que soit le courant consommé dans la charge. En fait, on récupère en sortie une tension plus faible que la tension d'entrée, de valeur égale à la valeur moyenne de la tension hachée.

OUI MAIS... il apparaît un nouveau problème ! A l'instant où le transistor de commutation va cesser de conduire, le courant dans la self va s'annuler instantanément ! Aie ! c'est interdit ça ! En effet la tension aux bornes d'une inductance est:

u = - L di/dt. si di = une valeur non nulle ET dt = 0, u -> l'infini !

Dans ce cas la tension aux bornes de la self va croître non pas jusqu'à l'infini, mais au moins jusqu'à ce qu'il éclate une étincelle quelque part, en fait entre le drain et la source dans le transistor ! Décidément on lui en veut à ce pauvre transistor !

LA SOLUTION: La diode D1 (voir le schéma) entre la masse et le côté 'chaud' de la self, permettant à cette dernière de décharger l'énergie E=1/2 L i^2 dans le condensateur. Génial ! au lieu de faire cuire le transistor, on alimente le condensateur et donc la charge en sortie ! Cette diode est dite " diode de roue libre" par analogie je suppose avec ce qui se passe dans le système à cliquet montés sur les vélos et permettant à la roue de continuer à tourner lorsqu'on cesse de pédaler.

Comment fonctionne cette diode ? Au moment où le transistor va se bloquer, le courant dans L1 va décroître. Un tension va apparaître à ses bornes (effet de self-induction, c'est à dire d'induction d'une tension dans elle même, lors de la variation de la valeur du courant, c'est d'ailleurs de là que vient les nom de SELF ou INDUCTANCE qu'on donne aux bobinages) avec une polarité telle qu'elle tend à maintenir ce courant.

Supposons L1 fermée directement sur une résistance câblée horizontalement dessous: (voir schéma). Le courant initial parcours L1 de gauche à droite. c'est à dire dans le circuit extérieur (résistance imaginaire) de droite à gauche, formant une boucle de courant tournant dans le sens horaire. Ca correspondrait à faire apparaître une tension aux bornes de cette résistance avec le positif du côté droit. C'est cette tension, avec cette polarité qui va apparaître aux borne de la self lorsque le courant va décroître. Le plus à droite, le moins à gauche. En fait de résistance imaginaire, nous avons un condensateur bien réel et une diode dans le sens PASSANT en série. C'est le circuit de roue libre. La roue c'est le courant qui passe dans le sens des aiguilles d'une montre dans le circuit fermé D1 - L1 - C2. (voir schéma) . Au passage il charge C2.

• Entre B et C le transistor conduit: on mesure donc la tension issue du pont de diodes (un peu moins que 30V).
• En C le transistor se bloque.
• De C à A, la diode conduit et "décharge" la self dans le condensateur.
• De A à B le transistor et la diode sont tous deux bloqués: il n'y a plus de courant dans la self (ni de variations de courant), sa tension s'annule et on retrouve donc la tension de sortie (environ 5Vlors de ce test, celle aux bornes du condensateur C2)

Le transistor est attaqué pas des signaux tout ce qu'il y a de plus rectangulaires.
Aux bornes du condensateur C2, on mesure une tension de 5V continue, je ne vous montre donc pas l'oscillogramme.

RÉCAPITULONS: Le transistor MOSFET , lorsqu'il conduit, recharge progressivement le condensateur C2, mais aussi, par établissement du courant dans la self, y accumule de l'énergie. Lorsque  transistor se bloque, l'énergie de la self est transférée dans le condensateur  grâce à la diode D1. Cette dernière est parcourue par un courant important, d'où le choix d'une diode en technologie Schottky (faible tension de seuil à l'état passant, de l'ordre de 200mV au lieu de 700mV pour une diode au silicium classique), et donc moins de pertes.

Une seconde self L2 et un condensateur C3 constituent une cellule de filtrage de l'ondulation résiduelle et de ses harmonique. (Ca, c'est le point faible des alimentations à découpage)

(*)REMARQUES:

Nous avons vu que lorsque le transistor conduit, il se produit une faible perte d'énergie du à sa résistance résiduelle à l'état passant. Mais ce n'est pas la seule raison pour laquelle le transistor chauffe un peu. La commutation du transistor entre l'état conducteur et l'état bloqué ne se fait pas instantanément.  En fait la résistance équivalente du transistor met un certain temps pour passer de presque zéro à presque l'infini et vice versa. Durant ce laps de temps la tension aux bornes diminue pendant que le courant augmente et vice versa, ce qui fait qu'à chaque commutation et pendant un temps très court MAIS PAS NUL il y a simultanément la présence de courant et de tension, et donc dissipation de puissance. Ce temps de commutation dépend du type de transistor utilisé mais aussi de la forme des signaux de commande appliqués sur sa gate (électrode de commande). Pour réduire les pertes de commutation on doit dont réduire ce temps de commutation. C'est la fonction de la résistance R2 câblée entre gate et source qui permet d'évacuer plus rapidement les charges accumulées dans la gate. Toutefois on ne doit pas réduire le temps de commutation au delà d'une certaine valeur ! Tiens, voilà autre chose maintenant ! Et pourquoi donc ? Il y a au moins deux raisons à cela:

• Des temps commutation trop brefs correspondent à des transitions de tension à très haute fréquence pouvant gêner l'environnement.
• Mais surtout il y a un risque de détruire le transistor ! En effet les fils et les pistes du circuit imprimé qui relient le transistor à la diode présentent eux même une certaine self-induction (dans le domaine des très hautes fréquences, un fil = une self. Il suffit de démonter un tuner TV ou un LNB de récepteur satellite pour s'en convaincre ). Une variation trop rapide du courant dans ce fil provoque alors une surtension ( u= -L di/dt une fois encore !) directement au coeur du transistor, qui répétée des milliers de fois par seconde finirait par l'endommager.

Donc on doit conserver de (faibles) pertes en commutation! Ce qui est gênant c'est que ces pertes étant bien sûr identiques à chaque commutation, leur valeur moyenne est proportionnelle à la fréquence de commutation. Ce qui est regrettable parce qu'augmenter la fréquence de commutation permet de travailler avec des inductances et des condensateurs de plus faible valeur (donc moins encombrants et plus légers). Et une fréquence trop basse pourrait être audible (si < 10kHz les selfs sifflent désagréablement).

CONCLUSION:

On voit à propos de cette alimentation, mais cela est général dans le domaine de l'électronique, que l'optimisation d'un ensemble complexe est affaire de compromis ! Il n'y a pratiquement jamais de règle simple amenant à la solution parfaite. On améliore certains points au détriment d'autres qui semblent moins importants pour une utilisation donnée. (Le poids serait un facteur prépondérant à prendre en compte dans le domaine de l'aéronautique par exemple). Ça peut paraître frustrant à des esprits assoiffés de perfection, toutefois ce qui reste toujours encourageant c'est que la technique (et les "technologies") évoluant très vite, ce qui constituait un casse tête insurmontable devient quelques temps plus tard un jeu d'enfant !