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Générateur HF |
| Le but de cette étude
n'est pas de réaliser un émetteur de radio mais un générateur de
laboratoire de très faible puissance, permettant d'expérimenter des
circuits VHF comme des filtres par exemple, afin de confronter la théorie à l'expérience, sans rayonner.
L'appareil doit être enfermé dans un boîtier métallique relié à la
masse. La sortie du signal se fera sur une prise BNC. Un filtre VHF
sera intercalé sur l'alimentation. Voir les liens en bas de page
concernant l'attribution des fréquences radio. Plutôt que de vous livrer en bloc le schéma définitif assorti de quelques explications approximatives, je préfère pour cette réalisation vous décrire pas à pas les étapes (et les péripéties...) de sa conception. |
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C'est le coeur
de la partie analogique de l'appareil. Le but étant d'obtenir un signal haute fréquence de 90MHz sinusoïdal, j'ai opté pour un oscillateur de type Colpitts dans un étage à transistor UHF NPN en collecteur commun. La self L1 et le condensateur C4 constituent le circuit oscillant. C2 réinjecte le signal sur l'entrée haute impédance de cet étage collecteur commun (base du transistor). La sortie à basse impédance se fait sur l'émetteur. Le signal est réinjecté en phase dans le circuit oscillant à travers le diviseur d'impédance (je devrais dire ici multiplieur...) constitué par les condensateurs C3 et C5. R1 et R2 déterminent le point de fonctionnement du transistor. |
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Pour
faire varier la fréquence à volonté on remplace le condensateur C4 par
une diode varicap. (Cette diode polarisée en inverse ne laisse pas
passer le courant mais offre une capacitance qui diminue lorsque la
tension continue appliquée augmente). La résistance R1 de 1Mohm bloque
la
HF. Le courant dans R1 et D6 est quasiment nul. La variation de capacité obtenue est de l'ordre de 2/1 pour une tension variant de 0 à +24V. |
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| Pour
obtenir un signal de sortie exempt d'harmoniques, il est bon
de
commencer par ne pas en produire dès le départ. (Une autre solution
consiste à générer un signal rectangulaire, triangulaire ou autre puis
à supprimer les harmoniques par de jolis filtres en T... Moi j'ai opté
ici pour la première solution.) L'amplitude d'un oscillateur comme celui décrit plus haut n'est pas déterminée à priori. Si le gain en boucle ouverte est inférieure à l'unité, l'oscillation, si on la provoque par un 'Dirac' par exemple, sera d'amplitude décroissant et s'annulera. Si le gain est strictement égale à 1 pour la fréquence de résonance, une amplitude d'oscillation constante serait possible en théorie, mais un gain strictement égal à 1 est impossible à réaliser et à maintenir en pratique sans asservissement. Un gain supérieur à 1 donnera lieu à une oscillation dont l'amplitude va croître jusqu'à être limitée par la tension d'alimentation. On obtient une sinusoïde déformée qui sera très riches en harmoniques impaires. Le plus simple pour réguler l'amplitude "en douceur" est d'utiliser deux diodes câblées "tête bêche" en parallèle sur la self. Mais l'amplitude obtenue est alors faible et le taux d'harmoniques encore trop élevé. D'où l'asservissement d'amplitude ci-dessus. Le signal sinusoïdal présent sur l'émetteur de T2 est redressé par les diodes D4 et D2. le condensateur C11 se charge à la valeur crête. L'étage AOP amplifie la tension obtenue et pilote le géné. de courant T1. Lorsque l' amplitude de l'oscillation augmente, la tension aux bornes de C11 augmente, la tension à la sortie de IC2 diminue, T1 qui est un transistor PNP conduit davantage, le courant dans la diode PIN (D1) augmente et cette dernière voit son impédance dynamique chuter. (C'est la principale caractéristiques d'une diode PIN). D1 et R8 agissent comme un diviseur de tension vis à vis du signal réinjecté via C7 sur la base de T2. Ainsi le gain diminue ce qui tend à maintenir une amplitude constante, dont la valeur peut être modifiée par le potentiomètre P1. |
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Une
tension relativement élevée (24V est souhaitable pour alimenter la
diode varicap en obtenant une bonne variation de capacité) Les tensions sont obtenues à partir d'une alimentation 12V:
Toutefois ce type de montage est générateur de signaux parasites difficilement conciliables avec la pureté souhaitée du signal de sortie HF du générateur. En conséquence je ne l'utiliserai pas, au détriment de l'amplitude permise pour la variation de fréquence. Un AOP TL082 alimenté sur le +12V permettra d'augmenter l'amplitude du signal sur la varicap entre +1,5V et +10V compte tenu des pertes "drop out" de l'AOP. |
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Le
but de cette réalisation étant d'obtenir un signal de fréquence très
précise, sélectionnable par pas de 10kHz, on utilisera une boucle
d'asservissement de fréquence (PLL) et un oscillateur à quartz comme
référence. J'ai choisi comme PLL le MC145170 qui, bien que déjà considéré comme obsolète, correspond exactement à cet usage et à cette gamme de fréquence. Ci-contre un extrait du data sheet du MC145170. Une autre version du générateur utilisera un LM7001. |
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| Le
signal de référence (présent sur le pin 9) est fixé = 10kHz afin
d'obtenir un pas de 10kHz. (on pourrait obtenir également
5kHz)
Il est obtenu par division par R=400 de la fréquence d'un oscillateur à
quartz (oscillateur intégré compensé en température). En effet
4MHz / 400 = 10kHz. Cette valeur 400 est simplement
enregistrée
dans le registre R du MC145170 par l'ATmega8. Le signal du VCO est injecté via T12 sur l'entrée F-IN du MC145170 afin d'être divisé par une valeur N choisie de façon à obtenir également 10kHz. Si on veut obtenir un signal de sortie de 80,00 MHz, l'ATmega8 devra écrire N = 8000 dans le registre N de la PLL. (80MHz / 8000 = 10kHz) de même: Si on veut obtenir un signal de sortie de 80,01 MHz, l'ATmega8 devra écrire N = 8001 dans le registre N de la PLL. etc... Les deux signaux de 10kHz (quartz/R , VCO / N) sont comparés au sein du MC145170 et le signal d'erreur est disponible sur le pin13. Ce signal d'erreur sert à piloter la varicap (D3) après filtrage passe bas (R23 - C15 - R24 - C16) , amplification (x 2) par IC4A. La variation possible de fréquence obtenue avec une seule self est de l'ordre de 1 / 1,2 . (par exemple 72 à 85MHz avec L= 3spires non jointives air diamètre 4mm) . Ce n'est pas beaucoup, d'où l'utilisation de plusieurs selfs commutées par des transistors, pilotés par directement par l' ATmega8 . Les selfs peuvent être connectées en parallèle par l'ATmega. La solution des transistors de commutation n'est pas élégante, mais je constate que ça fonctionne. Des circuits à diodes PIN seraient préférables . Cette configuration permet de générer des fréquences entre 30 et 90 MHz, voire plus. En deçà de 30MHz, le MC145170 alimenté en 5V ne voit plus le signal d'entrée (voir son datasheet...) |
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Des pistes courtes pour les signaux VHF. |
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Seuls les BFR93 et les trois transistors BC847 de commutation des
selfs sont en boîtier CMS (côté pistes donc non visibles sur cette photo). Les 2 selfs (à gauche sur la photo) qui comportent un noyau ne sont pas celle de la version opérationnelle, qui elles sont au nombre de trois, et "à air". |
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L'ensemble de la carte HF et de la (future) carte ATmega8 en cours de test. Pas de mauvaises surprises, tout fonctionne correctement. Le pas de synthèse peut être choisi à volonté et à tout moment égal à 10MHz, 1MHz, 100kHz ou 10kHz et ce à partir de n'importe quelle fréquence en cours. (On peut donc générer 81,230MHz ou 67,890 MHz par exemple, exemples pris au hasard) |
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Nous
avons vu sur le schéma que les trois selfs L1, L2, L3 sont commutées
par de simples transistors CMS type BC847. Les transistors étant
commandés directement par un port du microcontrôleur ATmega8, il est
possible de sélectionner plusieurs selfs à la fois, ce qui revient à
les connecter en parallèle, ce qui permet d'obtenir 7 plages de fréquences avec
seulement 3 selfs. Il reste un trou entre 38 et 48 MHz, je compte bien le supprimer. Les selfs sont bobinées à spires non jointives sur des mandrins isolants de 5mm de diamètre, sans noyau. Leurs valeurs (mesurées) des trois self sont:
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| Les
valeurs des selfs ont été déterminées par la mesure de la fréquence
d'un oscillateur "Armstrong" utilisant la self + une capa 22pF comme
circuit oscillant de collecteur d'un BFR93A. Voir cette ma page: (J'ai bien un multimetre avec la fonction inductancemètre, mais avec une précision de 1 micro henry sur la gamme 1mH, il ne convient absolument pas ici, autant mesurer l'épaisseur d'une feuille de papier avec un double-décimètre). En abscisse le nombre de spires pour le graphique de gauche, et le carré du nombre de spires pour celui de droite. On voit que, conformément à la théorie (voir liens externes), la valeur du coefficient de self-induction d'une bobine est proportionnel au carré du nombre de spires. (Enfin presque dans le cas de bobines courtes comme c'est le cas ici) Voir également mon grip-dip décrit plus bas. |
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 | La carte logique Sous l'ATmega8 on voit le connecteur de programmation "en-circuit". Le composant noir rectangulaire à droite est le récepteur infra-rouge dédié à la liaison RC5 par télécommande universelle TV. |
Où trouver l'afficheur 4 lignes 20 caractères?
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| Le générateur HF est pilotable avec une télécommande TV universelle en mode "TV" (qui permet de choisir le pas de synthèse, c'est à dire, pratiquement, le digit qui changera à chaque pas) ainsi que par un bouton rotatif qui permet de faire évoluer la fréquence pas à pas mais très rapidement, en avant ou en arrière. Les digits ne buttent pas sur les valeurs 0 et 9, la retenue est reportée sur le digit adjacent, on passe par exemple automatiquement de 85,39 à 85,40 MHz... et vice-versa. D'autre part, les selfs sont commutées automatiquement ce qui fait que le passage d'une gamma à l'autre se fait de façon transparente pour l'utilisateur). | |
 | Le "bouton rotatif" Ce bouton rotatif est un commutateur à résistances CMS (19
résistances de 3k3 câblées en série), commutateur récupéré sur un lave-linge à
programmateur éléctronique (et servant sur cette machine à sélectionner
les programmes de lavage). |
 | Détail du commutateur. On peut le remplacer par un commutateur rotatif classique et câbler des résistances classiques (d'ailleurs pour cette application, il est nul besoin de 19 positions, 3 suffiraient pour discriminer le sens de rotation, mais une dizaine ou plus permettent d'obtenir un plus grand confort d'utilisation) en modifiant le soft en conséquence. L'avantage des résistances commutées consiste en l'utilisation d'un seul bit de port en entrée de l'ATmega8 (en utilisant son convertisseur analogique-numérique). |
De nombreuses informations complémentaires peuvent être trouvées dans les commentaires du programme source pour l'ATmega. |
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| Note: Je n'ai pas réinventé la roue, le grip-dip était déjà connu au
débuts de la radio et fonctionnait à l'époque avec une lampe triode.
Voir liens externes. PRINCIPE: On constitue un circuit accordé (circuit bouchon) en câblant un condensateur de valeur connue (10pF) aux bornes de la self à mesurer, puis on approche simplement la self de celle du grip-dip (L1,L2). Le principe consiste à détecter la diminution du courant de gate (qui traverse la résistance R3 de 470k) lorsque la fréquence de l'oscillateur Hartley correspond à la fréquence de résonance du circuit bouchon. On recherche donc ce minimum en faisant varier la fréquence avec le potentiomètre P1. (le courant dans le vu-mètre augmente brusquement autour de la résonance). De la fréquence obtenue (mesurée au fréquencemètre numérique) et de la valeur du condensateur, on calcule la valeur de la self. (On peut aussi se contenter d'utiliser un large disque gradué (étalonné une fois pour toutes) sur l'axe de P1 si on ne recherche pas une grande précision). L'avantage du grip-dip sur le montage direct de la self à mesurer au sein d'un oscillateur est justement l'absence de connexions électriques entre les éléments à mesurer et l'appareil de mesure, ce qui évite l'apport de capacité supplémentaire aux bornes de la self. Dans le cas de selfs de très faibles valeurs utilisées en VHF que l'on fait résonner avec des condensateurs eux-même de très faibles valeurs (facteur Q oblige, quelques pF), cet avantage est décisif afin d'obtenir une bonne précision. Mais ce qui m'a parut le plus intéressant dans ce montage, c'est l'amplitude de la variation de fréquence obtenue avec une simple diode varicap sous 12V. Le fréquences maxi et mini sont un un rapport 1,7 /1 soit beaucoup mieux que le 1,2 / 1 de l'oscillateur Colpitts à BFR93 constituant le coeur du générateur HF. Cette plus grande plage de réglage de la fréquence est due au fait que la varicap est le seul élément capacitif aux bornes de la self (la self à prise intermédiaire L1,L2) contrairement à ce qui se passe pour l'oscillateur Colpitts pour lequel la varicap se trouve en parallèle avec le pont diviseur capacitif fixe, ce qui diminue la variation de capacité résultante. D'où ma nouvelle réalisation: un géné HF 160MHz en utilisant ce VCO à transistor JFET 2N3819, associé à une PLL + diviseurs intégrés de type LM7001 Je connaissais bien évidemment tout cela depuis longtemps, alors pourquoi ne pas avoir choisi l'oscillateur Hartley dès le départ? A cause de la self à prise intermédiaire qui me semblait bien peu pratique à commuter électroniquement (pour changer de gamme). Mais je devrais pouvoir ne commuter qu'une des deux parties, celle reliée à la masse... et puis vu l'étendue des fréquences accessibles avec une seule self, la commutation de selfs est rendue facultative. à suivre. 24 octobre 2008: Le projet du nouveau géné à 2N3819 et LM7001 est en cours d'étude. Il utilisera la même carte logique à ATmega8 que celle décrite ici. Je vais d'ailleurs renommer cette carte: "Carte ATmega Universelle", elle servira sans doute à d'autres réalisations, ce qui me fera gagner du temps. 24 octobre 2008: Le géné géné HF 160MHz est en voie de finalisation. Il manque juste un filtre passe bas coupant à 160MHz et un étage de sortie. |
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